ASTRONIX - Ламповые Усилители Класса Hi End

Ламповый стереофонический усилитель Уильямсона

• Блок-схема лампового стереофонического усилителя Уильямсона
• Регулятор громкости
  • Анализ схемы
• Регуляторы тембра
  • Расчёт регуляторов тембра
  • Анализ схемы
• Предварительный усилитель
  • Расчёт усилительного каскада на триоде 6н9с
  • Местная обратная связь по току в каскаде предварительного усиления
• Фазоинвертор
  • Принцип работы фазоинверторного каскада
  • Расчёт фазоинверторного каскада на триоде 6н8с
  • Расчёт балансировочных сопротивлений
• Усилитель мощности (выходной каскад)
  • Соображения по поводу двухтактного выходного каскада
• Обратная связь
• Источник питания
  • Соображения по поводу выпрямителя
• Конструкция усилителя
• Внешний вид усилителя

Блок-схема лампового стереофонического усилителя.

Каждый канал усилителя выполнен по "классической" трёхкаскадной схеме, предложенной Уильямсоном в 1947м году: первый каскад - предварительный усилитель с регулировками громкости, тембра и баланса, второй каскад - фазоинвертор и третий каскад - двухтактный усилитель мощности (класс АВ), работающий в ультралинейном режиме.

Блок-схема усилителя представлена на рис. 1.

Рис. 1. Блок-схема лампового стереофонического усилителя.

Регулятор громкости.

В качестве регулятора громкости использован тонкомпенсированный регулятор, схема которого приведена на рис. 2.

Рис. 2. Схема регулятора громкости.

Регулирование громкости осуществляется резистором R8, имеющим логарифмическую характеристику.

Коррекция частотных характеристик в области низких частот осуществляется цепями R2 C2 и R4 C3, а в области высоких частот цепью R7 C4.

К особенностям данной схемы следует отнести то, что в крайнем нижнем (по схеме) положении регулятора громкости, на выходе тем не менее, будет присутствовать входной сигнал, т.е. громкость не получиться уменьшить до нуля.

Анализ схемы.

Целью анализа является расчётное построение амплитудно-частотных характеристик регулятора в зависимости от угла поворота резистора регулятора громкости (R8). Для этого необходимо заменить данную схему эквивалентным четырёхполюсником, для которого посчитать отношение между входным и выходным напряжением.

Схема замещения тонкомпенсированного регулятора громкости представлена на рис. 3.

Рис. 3. Схема замещения регулятора громкости.

где:

Z0 = 1/(ω x C1)
Z1 = R1
Z2 = R2 + 1/(ω x C2)
Z3 = R3
Z4 = R4 x 1/(ω x C3)
Z5 = R5
Z6 = R6
Z7 = αR8 x (R7 + 1/(ω x C4)) / (αR8 + R7 + 1/(ω x C4))
Z8 = (1-α)R8

ω = 2 x π x f

α = 0 ... 1 - коэффициент, пропорциональный углу поворота регулятора громкости. Среднее положение регулятора громкости соответствует α = 0.5.

Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Заменим звезду соротивлений Z1 Z2 Z3 треугольником Z12 Z13 Z23 (см. рис. 4.).

Z12 = Z1 + Z2 + Z1 x Z2 / Z3
Z13 = Z1 + Z3 + Z1 x Z3 / Z2
Z23 = Z2 + Z3 + Z2 x Z3 / Z1

Заменим звезду соротивлений Z6 Z7 Z8 треугольником Z67 Z68 Z78 (см. рис. 4.).

Z67 = Z6 + Z7 + Z6 x Z7 / Z8
Z68 = Z6 + Z8 + Z6 x Z8 / Z7
Z78 = Z7 + Z8 + Z7 x Z8 / Z6

Рис. 4. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Объединим резисторы Z12 и Z78, а так же резисторы Z23 и Z4 (см. рис. 5.).

Z72 = Z12 x Z78 / (Z12 + Z78)
Z43 = Z23 x Z4 / (Z23 + Z4)

Рис. 5. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Заменим звезду соротивлений Z13 Z43 Z5 на треугольник Z51 Z52 Z53 (см. рис. 6.).

Z51 = Z13 + Z43 + Z13 x Z43 / Z5
Z52 = Z13 + Z5 + Z13 x Z5 / Z43
Z53 = Z43 + Z5 + Z43 x Z5 / Z13

Рис. 6. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Объединим резисторы Z72 и Z51, Z67 и Z52, Z68 и Z53 (см. рис. 7.).

Z81 = Z72 x Z51 / (Z72 + Z51)
Z82 = Z52 x Z67 / (Z52 + Z67)
Z83 = Z53 x Z68 / (Z53 + Z68)

Рис. 7. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

заменим треугольник соротивлений Z81 Z82 Z83 на звезду Z812 Z813 Z823 (см. рис. 8.).

Z823 = Z82 х Z83/(Z81 + Z82 + Z83)
Z812 = Z81 x Z82/(Z81 + Z82 + Z83)
Z813 = Z81 x Z83/(Z81 + Z82 + Z83)

Рис. 8. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Объединим резисторы Z0 и Z812 (см. рис. 9.).

Z810 = Z0 + Z812

Рис. 9. Преобразование схемы замещения к эквивалентному четырёхполюснику.

Таким образом, получен Т-образный четырёхполюсник, эквивалентный схеме замещения тонкомпенсированного регулятора громкости.

Принимая во внимание, что нагрузкой регулятора является сетка первой лампы каскада предварительного усиления, будем считать ток через резистор Z823 равным нулю. Таким образом:

Входное сопротивление Zвх = Z810 + Z813.

Входной ток Iвх = Uвх / Zвх = Uвх / (Z810 + Z813).

Выходное напряжение Uвых = Iвх х Z13 = Uвх x Z813 / (Z810 + Z813)

Коэффициент передачи регулятора К = Uвых / Uвх = Z813 / (Z810 + Z813) = (Z81 x Z83 / (Z81 + Z82 + Z83)) / (Z0 + Z81 x (Z82 + Z83) / (Z81 + Z82 + Z83)).

Таблица зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора громкости.

Семейство расчётных АЧХ регулятора приведены на рис. 10.

Рис. 10. Семейство расчётных АЧХ регулятора громкости.

Таблица результатов измерений зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора громкости.

Семейство измеренных АЧХ для регуляторов левого и правого каналов тонкомпенсированного регулятора громкости приведены на рис. 11 и 12.

Рис. 11. Семейство измеренных АЧХ регулятора громкости (левый канал).

Рис. 12. Семейство измеренных АЧХ регулятора громкости (правый канал).

Ослабление, вносимое регулятором громкости по результатам измерений при максимальной громкости

f, Hz	U вх, V	U вых, V	Kоэффициент ослабления
10	879	317	0.36
20	978	508	0.52
40	1014	660	0.65
80	1025	719	0.70
100	1027	722	0.70
200	989	720	0.73
400	983	735	0.75
800	985	742	0.75
1000	983	742	0.75
2000	984	727	0.74
4000	993	709	0.71
8000	1040	697	0.67
10000	1035	687	0.66
12000	1048	688	0.66
14000	1037	674	0.65
16000	1038	667	0.64
18000	1035	655	0.63
20000	1019	636	0.62

Рис. 13. Ослабление, вносимое регулятором при максимальной громкости.

Номиналы деталей тонкомпенсированного регулятора громкости (два канала).

№	деталь	описание	кол-во
1	R-VA2X1MA	Потенциометр логарифмический сдвоенный 1000 кΩ	1
2	R-A1K	Резистор углеродистый 1 кΩ 0.5 W	2
3	R-A10K	Резистор углеродистый 10 кΩ 0.5 W	4
4	R-A100K	Резистор углеродистый 100 кΩ 0.5 W	4
5	R-A470K	Резистор углеродистый 470 кΩ 0.5 W	2
6	R-A680K	Резистор углеродистый 680 кΩ 0.5 W	2
7	C-UD1-630	Конденсатор полипропиленовый 0.1 µF x 630 V	2
8	C-UD01-630	Конденсатор полипропиленовый 0.01 µF x 630 V	2
9	C-SM47	Конденсатор 47 pF	2
10	C-FT1-250	Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V	2

Регуляторы тембра.

В качестве регуляторов тембра использована схема, описанная в журнале «Радио» № 1 за 1969 год (стр. 40-41)

Рис. 14. Расчётная схема регулятора тембра.

Расчёт регуляторов тембра.

Необходимо задаться коэффициентом изменения частотной характеристики в области высоких и низких частот Мв = ±15 dB, Мн = ±15 dB (полный коэффициент изменения частотной характеристики в области высоких частот Мв полн. = 30 dB, низких частот Мн полн. = 30 dB), а так же величинами регулировоченых резисторов низких и высоких частот Rн = Rв = 1000 кΩ. Граница корректируемой области низких частот fн = 30 Hz, граница корректируемой области высоких частот fв = 15000 Hz.

При выборе величин регулировочных резисторов необходимо учитывать тот факт, что регулятор тембра является сеточным сопротивлением для следующего каскада усиления - Rc и влияет на коэффициент усиления предыдущего каскада усиления:

К = μ * Ra′ / (Ri + Ra′),

где:

Rа′ = Rа * Rc / (Rа + Rc).
Rа - анодное сопротивление лампы
Rс - сеточное сопротивление лампы
Ri - внутреннее сопротивление лампы

Максимальный коэффициент коррекции частотной характеристики в области низких частот будет равен:

Nн мах = SQRT(2 х 10(Мн макс/10) – 1) = Кн мах / Кн₀,

где:

Кн₀ – коэффициент передачи регулятора в некорректируемой области частот.

Кн мах / Кн₀ = SQRT(2 х 10(15/10) – 1) = 7.89.

Полный коэффициент коррекции частотной характеристики в области низких частот будет равен:

Nн полн = SQRT(2 х 10(Мн полн/10) – 1) = Кн мах / Кн мин,

где:

Кн мах – максимальный коэффициент передачи регулятора в области низких частот, Кн мин – минимальный коэффициент передачи регулятора в области низких частот.

Кн мах / Кн мин = SQRT(2 х 10(30/10) – 1) = 44.7.

Принимая во внимание, что:

Кн₀ = R2 / (R1 + R2) = 1 / (1 + α),

где α = R1 / R2.

Кн мах = (Rн + R2) / (Rн + R1 + R2) = (1 + β) / (1 + β + α),

Кн мин = R2 / (Rн + R1 + R2) = 1 / (1 + β + α),

где β = Rн / R2.

и зная соотношения Кн мах / Кн₀ и Кн мах / Кн мин, а так же величины Rн и Rв, можно вывести выражения для R1 и R2.

Кн мах / Кн мин = 1 + β = 1 + Rн / R2, откуда β = Кн мах / Кн мин - 1 = 43.7.

R2 = Rн / β = 1000 / 43.7 = 22.9 кΩ (22 кΩ).

Кн мах / Кн₀ = (1 + β) х (1 + α) / (1 + β + α), откуда

α = ((Кн мах / Кн₀) - 1) / (1 – ((Кн мах / Кн₀) / (1 + β))) = (7.89 - 1)/(1 - 7.89/(1 + 43.7)) = 8.37.

R1 = α х R2 = 191 кΩ (200 кΩ).

Величины передаточных коэффициентов равны, соответственно:

Кн₀ = 0.106 - коэффициент передачи в некорректируемой области частот
Кн мин = 0.019 - минимальный коэффициент передачи в области низких частот
Кн мах = 0.85 - максимальный коэффициент передачи в области низких частот

Ёмкость конденсатора Сн = 1 / (2 х π х fн х R2 х (Кн мах / Кн₀)).

Для нижней граничной частоты 30 Гц: Сн = 1 / (2 х π х 30 х 22900 х 7.89) = 0.031 µF (33 nF).

Ёмкость конденсатора С1 = Сн/α = 0.031 / 8.37 = 0.0037 µF (3.3 nF).

Максимальный коэффициент коррекции частотной характеристики в области высоких частот будет равен:

Nв max = Кв мах / Кв₀. Примем Кв₀ = Кн₀ = 1 / (1 + α) и Кв мах (β = 0) = 1, получим Nв max = 1 + α = 9.37.

Ёмкость конденсатора Св = Nв max / (2 х π х fв х R3), приняв R3 = 100 кΩ (этот резистор входит в цепь сопротивления утечки сетки лампы следующего каскада), получим:

Св = 9.37 / (2 х π х 15000 х 100000) = 0.000994 µF (1.0 nF).

С2=Св/α = 0.000994 / 8.37 = 0.000118 µF. (100 pF)

γ = Rв / R3 = 10.

Анализ схемы.

Целью анализа является расчётное построение амплитудно-частотных характеристик регулятора тембра в зависимости от угла поворота резисторов регулятора (Rн и Rв). Для этого необходимо заменить данную схему эквивалентным четырёхполюсником, для которого посчитать отношение между входным и выходным напряжением. Подобный анализ удобно проводить для низкочастотной и высокочастотной части регулятора тембра по отдельности исходя из предположения о невлиянии одной части регулятора на другую в границах области корректируемых частот.

Схема замещения низкочастотной части регулятора тембра представлена на рис. 15.

Рис. 15. Схема замещения низкочастотной части регулятора тембра.

где:

Z1 = R1 + αRн || C1 = αRн x 1/(2 x π x f x C1) / (αRн + 1/(2 x π x f x C1)).

Z2 = R2 + (1-α)Rн || C2 = (1-α)Rн x 1/(2 x π x f x C2) / ((1-α)Rн + 1/(2 x π x f x C2)).

Z3 = R3.

Таблица зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора тембра низкой частоты.

Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра низкой частоты приведены на рис. 16.

Рис. 16. Семейство расчётных АЧХ регулятора регулятора тембра низкой частоты.

Схема замещения высокочастотной части регулятора тембра представлена на рис. 17.

Рис. 17. Схема замещения высокочастотной части регулятора тембра.

где:

Z4 = βRв + 1/(2 x π x f x C3)

Z5 = (1-β)Rв + 1/(2 x π x f x C4)

Таблица зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регулятора тембра высокой частоты.

Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра низкой частоты приведены на рис. 18.

Рис. 18. Семейство расчётных АЧХ регулятора регулятора тембра высокой частоты.

Объединённая схема замещения регуляторов тембра низких и высоких частот представлена на рис. 19.

Рис. 19. Схема замещения регуляторов тембра низких и высоких частот.

преобразуем треугольник Z1 Z3 Z4 в звезду сопротивлений (см. рис. 20.).

Z14 = Z1 х Z4/(Z1 + Z3 + Z4)
Z13 = Z1 x Z3/(Z1 + Z3 + Z4)
Z34 = Z3 x Z4/(Z1 + Z3 + Z4).

Рис. 20. Преобразование схемы замещения регуляторов тембра низких и высоких частот.

Учитывая, что Z213 = Z13 + Z2, получим схему замещения, представленную на рис. 21.

Рис. 21. Преобразование схемы замещения регуляторов тембра низких и высоких частот.

Коэффициент передачи регулятора:\

К = Uвых / Uвх = Z213 x Z5 / (Z14 x (Z213 + Z34 + Z5) + Z213 x (Z34 + Z5)).

Эквивалентное сопротивление регулятора тембра по отношению ко входу:

Zвх = Z14 + (Z5 + Z34) * Z213 / (Z5 + Z34 + Z213).

Семейство расчётных АЧХ регулятора приведены на рис. 22.

Рис. 22. Семейство расчётных АЧХ регулятора тембра.

Таблица результатов измерений зависимости коэффициента передачи регулятора от частоты входного сигнала и угла поворота резистора регуляторов тембра.

Семейство измеренных АЧХ для регуляторов тембра приведены на рис. 23.

Рис. 23. Семейство измеренных АЧХ регулятора тембра.

График зависимости входного сопротивления регулятора тембра от частоты входного сигнала и угла поворота регуляторов низких и высоких частот приведен на рис. 24.

Рис. 24. Входное сопротивление регулятора тембра.

Поскольку регулятор тембра является сеточным сопротивлением для следующего каскада усиления и влияет на коэффициент усиления предыдущего каскада усиления, то рассчитанное изменение входного сопротивления покажет как будет меняться расчётный коэффициент усиления лампы предыдущего каскада.

На частоте 1000 Hz при среднем положении резисторов регуляторов (α = 0.5) эквивалентное сопротивление схемы (по отношению ко входу) Z = 245 кΩ.

Эквивалентное сопротивление схемы (по отношению ко входу) на постоянном токе меняется от R = 120 кΩ (при α = 1) до 1120 кΩ (при α = 0).

Схема регулятора тембра приведена на рис. 25.

Рис. 25. Схема регулятора тембра.

Номиналы деталей регуляторов тембра (два канала).

№	деталь	описание	кол-во
1	R-VA2X1MA	Потенциометр логарифмический сдвоенный 1000 кΩ	2
2	R-A20K	Резистор углеродистый 20 кΩ 0.5 W	2
3	R-A100K	Резистор углеродистый 100 кΩ 0.5 W	2
4	R-A200K	Резистор углеродистый 200 кΩ 0.5 W	2
5	C-PD0033-600	Конденсатор полипропиленовый 0.0033 µF х 600 V	2
6	C-PD033-400	Конденсатор полипропиленовый 0.033 µF х 400 V	2
7	C-D1000-2000	Конденсатор керамический 1000 pF х 2000 V	2
8	C-D100-3000	Конденсатор керамический 100 pF х 3000 V	2

Предварительный усилитель

В качестве усилительной лампы в каскаде предварительного усилителя используется лампа 6н9с (6sl7).

Данные лампы 6н9с

Параметер	Значение
Напряжение накала	6.3 ± 0.6 V
Ток накала	300 ± 50 mA
Напряжение анода номинальное (постоянное)	250 V
Напряжение анода предельное (постоянное)	275 V
Напряжение сетки номинальное (постоянное)	-8 V
Ток анода	2.3 ± 0.9 mA
Наибольшая мощность, рассеиваемая на аноде триода	1.1 W
Крутизна характеристики (S)	1.6 ± 0.4 mA/V
Внутреннее сопротивление (Ri)	44000 Ω
Коэффициент усиления (μ)	70 ± 15
Наибольшее сопротивление в цепи первой сетки	500 кΩ
Емкость входная первого триода	3.0 pF
Емкость входная второго триода	3.4 pF
Емкость выходная первого триода	3.8 pF
Емкость выходная второго триода	3.2 pF
Емкость проходная первого триода	2.8 pF
Емкость проходная второго триода	2.8 pF

Расчёт усилительного каскада на триоде 6н9с.

Методика расчёта изложена в "Справочнике Радиоинженера" (Electronics Designers' Handbook) под редакцией Роберта Лэнди (Robert Landee) Донована Девиса (Donovan Davis) и Альберта Альбрехта (Albert Albrecht) стр 84 - 88.

Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н9с (см. рис. 26.)

Рис. 26. Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н9с.

Построим линию анодной нагрузки для постоянного тока, определяющую разделение анодного напряжения между лампой (Ri) и сопротивлениями в анодной (Ra) и катодной (Rк) цепях, исходя из следующих соображений:

- Если анодный ток равен нулю, то напряжение на аноде лампы равно напряжению источника – Еа = 270 V.

- Если падение напряжения на лампе равно нулю, то ток через лампу ограничен величиной Еа/(Ra + Rк). При выбранном Ra = 120 кΩ и пренебрегая величиной Rк, получим приближённое значение ограничения тока = 270 / 120 = 2.25 mA. Мощность, выделяемая на резисторе Ra равна: Iа max2 х Ra = 0.002252 x 120000 = 0.61 W.

Пересечение линии анодной нагрузки с анодной характеристикой лампы при отсутствии сигнала на сетке (Uc=0) определяет анодный ток Iа(Uc=0) = 1.55 mA.

Рабочая точка (класс А) предполагает ток покоя лампы Iа0 равный половине анодного тока Iа(Uc=0). Таким образом: Iа0 = Iа(Uc=0) / 2 = 1.55 / 2 = 0.775 мА.

Линия тока холостого хода пересекает линию анодной нагрузки в точке "О", соответствующей напряжению смещения на сетке Uc0 = -2 V. Проекция точки "О" на ось напряжений определяет падение напряжения на лампе в режиме холостого хода (173 V).

Сопротивление автоматического смещения в катодной цепи лампы для создания напряжения смещения Uc0 = -2 V, Rк = Uc0 / Iа0 = 2 / 0.775 = 2.6 кΩ. (2.7 кΩ)

При этом напряжение на сетке Uc0 равно -2 V. Размах амплитуды неискажённого сигнала на сетке лампы: 0v … -2 v … -4v. Это следует из линейного характера линии автоматического смещения для этого интервала напряжений (см. рис. 26). Таким образом, на лампу можно будет подать сигнал не превышающий по амплитуде значение 2 V.

Для получения расчётной величины коэффициента усиления лампы необходимо определить сеточное сопротивление последующего каскада усиления Rс2, поскольку коэффициент усиления зависит от сопротивления анодной цепи, которое по переменному току оказывается соединённым параллельно сеточному сопротивлению последующего каскада (см. рис. 29). Таким образом на переменном токе анодное сопротивление Rа′ = Rа x Rс2 / (Rа + Rс2). Сеточным сопротивлением последующего каскада являются регуляторы тембра. Зависимость приведенного ко входу сопротивления регуляторов тембра изображена на рис. 24 и для частот 100 Гц, 1000 Гц и 15000 Гц (регуляторы тембра в среднем положении) составит соответственно 498 кΩ, 245 кΩ и 177 кΩ. Таким образом, приведенное анодное сопротивление для частот 100 Гц, 1000 Гц и 15000 Гц составит соответственно 96.7 кΩ, 80.5 кΩ и 71.5 кΩ.

Коэффициент усиления K = μ * Ra′ / (Ri + Ra′) и для частот 100 Гц, 1000 Гц и 15000 Гц составит соответственно:

K100 = 70 x 96.7 / (44 + 96.7) = 48.
K1000 = 70 x 80.5 / (44 + 80.5) = 45.
K15000 = 70 x 71.5 / (44 + 71.5) = 43.

Ёмкость конденсатора Ск, шунтирующего резистор автоматического смещения, должна быть больше, чем 1/(2 х π х fн х Rк). Для нижней воспроизводимой частоты 20 Гц, Ёмкость конденсатора Ск должна быть больше, чем 1/(2 х π х 20 х 2700) = 3 µF.

Ёмкость разделительного конденсатора Ср должна быть больше, чем 1 / (2 х π х fн х Rс2), т.е. больше, чем (для частоты 1000 Гц) 1 / (2 x π x 20 x 245000) = 0.033 µF.

Развязывающий фильтр по питанию:

Rф = 0.1Ra = 12 кΩ.

Мощность, выделяемая на этом резисторе PRф = Iа мах2 x Rф = 2.34 mA2 x 12 кΩ = 0.066 W.

Падение напряжения на этом резисторе в режиме холостого хода URф = Iа0 x Rф = 0.775 mA x 12 кΩ = 9.3 V, при максимальной нагрузке URф = Iа мах x Rф = 2.34 mA x 12 кΩ = 28 V.

Cф должен быть больше, чем 1/(2 x π x fн х Rф), где fн – нижняя воспроизводимая частота, т.е. больше, чем 1/(2 x π x 20 х 12000) = 0.66 µF.

Схема первого каскада предусилителя на триоде 6н9с приведена на рис. 27.

Рис. 27. Схема первого каскада предусилителя на триоде 6н9с.

Местная обратная связь по току в каскаде предварительного усиления.

Рассмотрим реализацию местной обратной связи по току. Для этого достаточно не блокировать конденсатором резистор (или какую-то часть этого резистора - Rк2) автоматического смещения в цепи катода, как представлено на рис. 28.

Рис. 28. Обратная связь по току в каскаде предварительного усиления.

Эквивалентные схемы каскада представлены на рис. 29.

Рис. 29. Эквивалентная схема каскада с обратной связью по току.

Где:

Rа′ = Rа х Rc / (Rа + Rc) = 80.5 кΩ при частоте входного сигнала 1000 Hz,
Rк = Rк2 = 1.2 кΩ.

Коэффициент усиления без учёта обратной связи.

К = μ х Ra′ / (Ri + Ra′) = 70 х 80.5 / (44 + 80.5) = 45

Коэффициент усиления с учётом обратной связи.

Kос = μ х Ra′ / (Ri + Ra′ + Rк (μ + 1)) = 70 х 80.5 / (44 + 80.5 + 1.2 х (70 + 1)) = 27

Тогда:

Uвых = Uвх х K = 0.76 х 45 = 34.2 (измеренное = 29 V, похоже значение μ меньше 70).

Uвыхос = Uвх x Kос = 0.76 х 27 = 20.5 (измеренное = 17.8 V).

Глубина обратной связи (параметер "A") показывает во сколько раз обратная связь уменьшает усиление охваченных ею каскадов. Таким образом:

А = Uвых/Uвыхос = К / Kос = 1 + β х K = 1 + Rк (μ + 1) / (Ri + Ra′) = 1.66.

Коэффициент передачи цепи обратной связи (параметер "β").

β = Uос/Uвых = (A - 1) / K = (1.66 - 1) / 45 = 0.015.

Результаты измерений.

Uос = 0.26 V
Uвых без обратной связи = 29 V, отсюда K = 29 / 0.76 = 38.2
Uвых c обратной связью = 17.8 V, отсюда Kос = 17.8 / 0.76 = 23.4

А = Uвых/Uвыхос = 29/17.8 = 1.63

β = (A - 1) / K = (1.63 - 1) / 38.2 = 0.016

При расчёте усилительного каскада удобно по заданной глубине обратной связи "А" определить какую часть резистора автоматического смещения γ = Rк2/Rк необходимо оставить незашунтированным конденсатором.

Поскольку А = Uвых/Uвых ос = К / Kос = 1 + Rк2 х (μ + 1) / (Ri + Ra′) = 1 + γ х Rк х (μ + 1) / (Ri + Ra′)

где:

μ - коэффициент усиления лампы

γ = Rк2/Rк - отношение незашунтированной части сопротивления автоматического смещения к полному сопротивлению автоматического смещения Rк.

Rк - полное сопротивление автоматического смещения.

Ri - внутреннее сопротивление лампы

Ra′ = Rа * Rc / (Rа + Rc) - сопротивление анодной нагрузки

Таким образом:

γ = (A - 1) * (Ri + Rа х Rc / (Rа + Rc)) / ((μ + 1) х Rк).

АЧХ каскада с учётом и без учёта местной обратной связи по току представлена на рис. 30.

Рис. 30. АЧХ каскада с учётом и без учёта местной обратной связи по току.

Номиналы деталей первого каскада предварительного усилителя (два канала).

№	деталь	описание	кол-во
1	6SL7GT	Двойной триод 6SL7	2
2	R-F12K	Резистор металл-оксидный 12 кΩ 2.0 W	2
3	R-F120K	Резистор металл-оксидный 120 кΩ 2.0 W	2
4	R-E1D2K	Резистор металл-оксидный 1.2 кΩ 1.0 W	2
5	R-E1D5K	Резистор металл-оксидный 1.5 кΩ 1.0 W	2
6	C-FT1-250	Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V	2
7	C-ET80-450-IL	Электролитический конденсатор 80.0 µF х 450 V	2
8	C-SA250-25	Электролитический конденсатор 250 µF х 25 V	2

Второй каскад предварительного усилителя (см. рис. 31) аналогичен первому.

Рис. 31. Схема второго каскада предусилителя на триоде 6н9с.

Номиналы деталей второго каскада предварительного усилителя (два канала).

№	деталь	описание	кол-во
1	R-VA2X1ML	Потенциометр линейный сдвоенный 1000 кΩ	1
2	R-M51K	Резистор металл-оксидный 51 кΩ 0.5 W	2
3	R-F120K	Резистор металл-оксидный 120 кΩ 2.0 W	2
4	R-E1D2K	Резистор металл-оксидный 1.2 кΩ 1.0 W	2
5	R-E1D5K	Резистор металл-оксидный 1.5 кΩ 1.0 W	2
6	C-FT1-250	Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V	2
7	C-SA250-25	Электролитический конденсатор 250 µF х 25 V	2

Схема предварительного усилителя представлена на рис. 32

Рис. 32. Схема предварительного усилителя.

Измерения соответствуют максимальному положению регулятора громкости и среднему положению регуляторов тембра. Цепь общей обратной связи (ОС) разомкнута.

Фазоинвертор

В качестве фазоинвертора выбрана самобалансирующаяся схема на двойном триоде 6н8с (6sn7), описанная в журнале "Радио" №1 за 1955 год, стр 24 - 27.

Данные лампы 6н8с

Параметер	Значение
Напряжение накала	6.3 ± 0.6 V
Ток накала	600 ± 50 mA
Напряжение анода номинальное (постоянное)	250 V
Напряжение анода предельное (постоянное)	330 V
Напряжение сетки номинальное (постоянное)	-8 V
Ток анода	9.0 ± 3.5 mA
Наибольшая мощность, рассеиваемая на аноде триода	2.75 W
Крутизна характеристики (S)	2.6 ± 0.53 mA/V
Внутреннее сопротивление (Ri)	7700 Ω
Коэффициент усиления (μ)	20.5 ± 2.5
Наибольшее сопротивление в цепи первой сетки	500 кΩ
Емкость входная первого триода	2.8 pF
Емкость входная второго триода	3.0 pF
Емкость выходная первого триода	0.8 pF
Емкость выходная второго триода	1.2 pF
Емкость проходная первого триода	3.8 pF
Емкость проходная второго триода	4.0 pF

Расчётная схема фазоинвертора представлена на рис. 33

Рис. 33. Расчётная схема фазоинвертора.

Принцип работы фазоинверторного каскада.

Первый триод лампы работает как обычный усилитель с коэффициентом усиления К = U1/Uвх1. При этом на сопротивлении нагрузки Ra1 выделяется напряжение U1, которое через разделительный конденсатор Ср1 подаётся на сетку одной из ламп оконечного каскада. Второй триод лампы на сопротивлении нагрузки Ra2 выделяет напряжение U2, которое должно быть равно по амплитуде напряжению U1 но противоположное ему по фазе. Это напряжние через разделительный конденсатор Ср2 подаётся на сетку второй лампы оконечного каскада. Поскольку оба триода обладают примерно одинаковым коэффициентом усиления и U1 = U2 по амплитуде, примем анодные сопротивления одинаковыми: Ra1 = Ra2. При этом напряжение Uвх2, подаваемое на управляющую сетку второго триода, должно быть в К раз меньше напряжения U1. Отсюда рассчитывается делитель напряжения R1 – R3:

К = U1/Uвх1 = U2/Uвх2 = (R1 + R3)/ R3.

Сопротивление R2 выбирается таким, что R2 = R1 + R3.

Сопротивление R4 называется балансным и служит для уменьшения асиметрии напряжений U1 и U2. Оно выбирается обычно в диапазоне 0.1 ... 0.5 от R2.

Следует отметить, что цепочки сопротивлений R1-R3–R4 и R2–R4 являются сопротивлениями утечки сеток ламп оконечного каскада усилителя.

Рассмотрим, как осуществляется самобалансировка фазоинверторного каскада. Предположим вначале, что каскад строго симметричен. В этом случае, через резистор R4 протекают ответвлённые от анодов токи I1 и -I2, равные по величине и противоположные по фазе (а следовательно, и по направлению). Поэтому эти токи взаимно компенсируются и падение напряжения на резисторе R4 будет нулевым. Если же возникает асиметрия каскада и напряжение U1 станет больше напряжения U2, то ток I1 станет больше тока I2 и на резисторе R4 появится разностное напряжение ΔU = (|I1| - |I2|) х R4. Это разностное напряжение прибавится ко входному напряжению второго триода, снимаемому с резистора R3, поэтому выходное напряжение U2 вырастет – произойдёт балансировка каскада. Если же напряжение U1 станет меньше напряжения U2, то на резисторе R4 появится разностное напряжение –ΔU, которое вычтется из входного напряжения второго триода, снимаемого с резистора R3, поэтому выходное напряжение U2 уменьшится и снова произойдёт балансировка каскада.

Соображения по поводу конденсатора, шунтирующего резистор автоматического смещения.

Поскольку переменные составляющие анодных токов лампы, проходящие через резистор автоматического смещения, противоположны по фазе, то в случае симметричности каскада они окажутся скомпенсированными и шунтирующий конденсатор не нужен. Если же имеет место быть асиметрия каскада, то на резисторе автоматического смещения появится переменное напряжение, возникающее вследствие разности токов, протекающих через этот резистор. Это напряжение окажется приложенным к сеткам триодов, причём для триода, чей ток был больше, это напряжение увеличит наряжение сеточного смещения и «призакроет» лампу, а для триода, чей ток был меньше, это напряжение уменьшит наряжение сеточного смещения и "приоткроет" лампу. Таким образом, полученная обратная связь помогает восстановить баланс каскада и подавлять её шунтирующим конденсатором не нужно.

Можно попробовать завести отрицательную обратную связь в катодную цепь первого триода. В этом случае, к катодам ламп должны быть подключены собственные катодные резисторы - Rк1 и Rк2 в данном случае должно иметь сопротивление примерно 2 кΩ, общий резистор Rк - 300 Ω.

Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н8с (см. рис. 34.)

Рис. 34. Графический анализ усилительного каскада на триоде 6н8с.

Расчёт фазоинверторного каскада на триоде 6н8с.

Левая половина триода фазоинверторного каскада работает как обычный усилитель класса "А".

Построим линию анодной нагрузки для постоянного тока, определяющую разделение анодного напряжения между лампой (Ri) и сопротивлениями в анодной (Ra) и катодной (Rк) цепях, исходя из следующих соображений:

- Если анодный ток равен нулю, то напряжение на аноде лампы равно напряжению источника – Еа = 280 V.

- Если падение напряжения на лампе равно нулю, то ток через лампу ограничен величиной Еа/(Ra + Rк). При выбранном Ra = 100 кΩ и пренебрегая величиной Rк, получим приближённое значение ограничения тока = 280 / 100 = 2.8 mA. Мощность, выделяемая на резисторе Ra равна: Iа max2 х Ra = 0.00282 x 100000 = 0.78 W.

Пересечение линии анодной нагрузки с анодной характеристикой лампы при отсутствии сигнала на сетке (Uc=0) определяет анодный ток Iа(Uc=0) = 2.5 mA.

Рабочая точка (класс А) предполагает ток покоя лампы Iа0 равный половине анодного тока Iа(Uc=0). Таким образом: Iа0 = Iа(Uc=0) / 2 = 2.5 / 2 = 1.25 мА.

Линия тока холостого хода пересекает линию анодной нагрузки в точке "О", соответствующей напряжению смещения на сетке Uc0 = -8 V. Проекция точки "О" на ось напряжений определяет падение напряжения на лампе в режиме холостого хода (165 V).

Сопротивление автоматического смещения в катодной цепи лампы для создания напряжения смещения Uc0 = -8 V, Rк = Uc0 / Iа0 = 8 / 1.25 = 6.4 кΩ.

При этом непосредственно к катоду лампы подключим резистор 1.5 кΩ. Оставшееся сопротивление (6.4 - 1.5 = 4.9) будет общим для триодов фазоинвертора, при условии одинаковых анодных токов и положения рабочей точки, величина общего катодного сопротивления должна быть половина от оставшегося, т.е. 4.9 / 2 = 2.45 кΩ (2.4 кΩ).

При этом напряжение на сетке Uc0 равно -8 V. Размах амплитуды неискажённого сигнала на сетке лампы: 0v ... -8v ... -16v. Это следует из линейного характера линии автоматического смещения для этого интервала напряжений (см. рис. 34). Таким образом, на лампу можно будет подать сигнал не превышающий по амплитуде значение 8 V.

Поскольку сеточное сопротивление последующего усилительного каскада Rс2 = R2 + R4 не зависит от частоты усиливаемого сигнала, то на переменном токе анодное сопротивление Rа′ = Rа x Rс2 / (Rа + Rс2) = 100 х (240 + 51) / (100 + 240 + 51) = 74.4 кΩ (см. расчёт балансировочных сопротивлений).

Коэффициент усиления K = μ х Ra′ / (Ri + Ra′) = 20.5 х 74.4 / (7.7 + 74.4) = 18.6.

Ёмкость конденсатора Ск, шунтирующего резистор автоматического смещения, должна быть больше, чем 1/(2 х π х fн х Rк). Для нижней воспроизводимой частоты 20 Гц, Ёмкость конденсатора Ск должна быть больше, чем 1/(2 х π х 20 х 6400) = 1.3 µF.

Ёмкость разделительного конденсатора Ср должна быть больше, чем 1 / (2 х π х fн х Rс2), т.е. больше, чем 1 / (2 x π x 20 x 29100) = 0.027 µF.

Анодное сопротивление и сопротивление автоматического смещения в цепи катода второй половины триода имеют такие же значения, как и для первой.

Расчёт балансировочных сопротивлений.

Задаёмся сопротивлением R2 (сопротивление утечки сетки лампы выходного каскада) = 240 кΩ. Следовательно, величина R1 + R3 также будет равна 240 кΩ.

Примем R4 = 0.2 х R2 = 0.2 х 240 = 48 кΩ (51 кΩ).

Поскольку Ra′ = (Ra х (R2 + R4) / (Ra + R2 + R4), то сопротивление нагрузки по переменному току Ra' будет равно: 100 х 291 / (100 + 291) = 74.4 кΩ.

Минимальный расчётный коэффициент усиления K = μмин х Ra′ / (Ri + Ra′) = (20.5 - 2.5) х 74.4 / (7.7 + 74.4) = 16.

Это теоретически возможный коэффициент усиления. Реальные значения К должны быть не более μ x (0.85 … 0.95), т.е. 16 x (0.85 … 0.95) = 14.

Поскольку R2 = R1 + R3, и R3 = R2 / K (это следует из того, что К = (R1 + R3) / R3 = R2 / R3), то R3 = 240 / 14 = 17 кΩ (20 кΩ).

Тогда R1 = R2 - R3 = 240 – 15 = 225 кΩ (220 кΩ).

Схема фазоинверторного каскада на триоде 6н8с приведена на рис. 35.

Рис. 35. Схема фазоинверторного каскада на триоде 6н8с.

Номиналы деталей фазоинвертора (два канала).

№	деталь	описание	кол-во
1	6SN7GT	Двойной триод 6SN7	2
2	R-F100K	Резистор металл-оксидный 100 кΩ 2.0 W	4
3	R-E1D5K	Резистор металл-оксидный 1.5 кΩ 1.0 W	4
4	R-E2D4K	Резистор металл-оксидный 2.4 кΩ 1.0 W	2
5	R-M240K	Резистор металлоплёночный 240 кΩ 0.5 W	2
6	R-M220K	Резистор металлоплёночный 220 кΩ 0.5 W	2
7	R-M51K	Резистор металлоплёночный 510 кΩ 0.5 W	2
8	R-M20K	Резистор металлоплёночный 20 кΩ 0.5 W	2
9	C-FT1-250	Конденсатор металлизированный полипропиленовый 1.0 µF х 250 V	4

Усилитель мощности (выходной каскад)

Выходной каскад представляет из себя двухтактную схему на лампах 6п3с в ультралинейном включении, используемый трансформатор - T1620 фирмы Хаммонд.

Схема выходного каскада на тетродах 6п3с (см. рис. 38.)

Измерения соответствуют режиму холостого хода.

Рис. 38. Схема выходного каскада.

Соображения по поводу двухтактного выходного каскада.

1. Выходные лампы склонны к появлению термотоков в цепях управляющих и экранирующих сеток. Поэтому сопротивление утечки, соединяющее управляющую сетку с общей шиной, не должно превышать 470 кΩ. По этой же причине рекомендуется подключать экранирующую сетку к отводу обмтки трансформатора через резистор 500 Ω - 3.3 кΩ (1 W), который можно зашунтировать на землю конденсатором, ёмкостью 1 ... 5 µF с рабочим напряжением 250 V, или электролитом, ёмкостью 10 ...30 µF с рабочим напряжением 250 V. Плюс электролита подключают к отводу первичной обмотки звукового трансформатора.

2. Кроме этого, к лампам, склонным к появлению термотоков, не рекомендуется применять фиксированное смещение от источника отрицательного напряжения (высокое выходное сопротивление источника питания?).

3. Роль конденсатора, шунтирующего резистор автоматического смещения в цепи катода заключается в том, чтобы оказывая малое сопротивление по переменному току, шунтировать переменную составляющую анодного тока на землю. Если шунтирующий конденсатор отсутствует, то переменная составляющая анодного тока проходящая через резистор автоматического смещения приведёт к появлению местной отрицательной обратной связи по току. Это приводит к уменьшению усиления каскада, но с другой стороны, как и всякая отрицательная обратная связь, она приведёт к снижению нелинейных искажений каскада и уменьшению неравномерности частотной характеристики.

Если по каким-то причинам наличие такой отрицательной обратной связи нежелательно, то резистор автоматического смещения шунтируется электролитическим конденсатором, ёмкость которого выбирается из следующих соображений: ёмкость должна быть настолько большой, чтобы конденсатор не представлял сколь либо существенного сопротивления токам самых низких частот, усиливаемых лампой. Таким образом, выбрав нижнюю рабочую частоту f, определяют постоянную времени звена RкCк = 1/f. Отсюда Cк должен быть больше или равен 1/(f x Rк).

Для нижней рабочей частоты 20 Гц, Cк должен быть больше или равен 1/(20 x 460) = 108 µF.

Шунтировав ёмкостью только часть катодного резистора можно добиться регулирования степени воздействия местной отрицательной обратной связи. Заодно, можно и выровнять токи выходных ламп (см. рис. 38.).

Рис. 39. Катодные цепи выходного каскада.

Номиналы деталей выходного каскада (два канала).

№	деталь	описание	кол-во
1	T1620	Пушпульный выходной трансформатор с ультралинейным включением обмоток 20W	2
2	6L6GC	Лучевой тетрод 6L6	4
3	R-V5W-100L	Проволочный линейный потенциометер, 100Ω 5W	4
4	C-ET220-50	Электролитический конденсатор 220 µF х 50V	4
5	R-F1D5K	Резистор металл-оксидный 1.5 кΩ 2.0 W	4
6	R-F2D4K	Резистор металл-оксидный 2.4 кΩ 2.0 W	4
7	R-F82	Резистор металл-оксидный 82 Ω 2.0 W	2

Обратная связь.

Усилитель охвачен общей обратной связью, как показано на рис. 40.

Рис. 40. Обратная связь в усилителе.

Источник питания.

Источник питания обеспечивает выпрямленное анодное напряжение и напряжение питания накалов ламп. Выпрямитель собран на кенотронах 5ц4с по двухполупериодной схеме (см. рис. 41.). Питание накалов ламп осуществляется напряжением 6.3 V переменного тока.

Рис. 41. Источник питания.

Данные лампы 5ц4с

Параметер	Значение
Напряжение накала	5.0 ± 0.5 V
Ток накала	2000 ± 200 mA
Падение напряжения на аноде номинальное (постоянное)	50 V
Ток анода номинальный выпрямленный	120 mA
Напряжение анода обратное предельное	1350 V

Выпрямленное напряжение без нагрузки - Ep(Ip = 0) = 300 V x SQRT(2) = 424 V.

Выпрямленное напряжение при нагрузке - Ep(Ip = 130 mA) = (300 V - 50 V) x SQRT(2) = 354 V.

Резистор R3 = (Ea1 - Ea2) / Ia23 = (340 - 290) / 0.01 = 5000 Ω (5.1 кΩ).

Мощность, выделяемая на резисторе R3: PR3 = (Ea1 - Ea2) x Ia23 = (340 - 290) x 0.01 = 0.5 W.

Резистор R5 = (Ea2 - Ea3) / Ia3 = (290 - 285) / 0.003 = 1666 Ω (1.5 кΩ).

Мощность, выделяемая на резисторе R5: PR5 = (Ea2 - Ea3) x Ia3 = (290 - 285) x 0.003 = 0.015 W.

Номиналы деталей источника питания.

№	деталь	описание	кол-во
1	T372JX	Трансформатор питания 300-0-300 V, 250 mA	1
2	T193L	Дроссель 5 H, 300 mA	1
3	T-5V4G	Кенотрон (аналог 5ц4с)	2
4	C-ET47-500-FT	Электролитический конденсатор 47 µF х 500V	1
5	C-EC250-500	Электролитический конденсатор 250 µF х 500V	1
6	C-ET80-450-IL	Электролитический конденсатор 80.0 µF х 450 V	2
7	C-FSD022-1000	Конденсатор метализированный полипропиленовый 0.022 µF х 1000 V	4
8	C-FSD47-630	Конденсатор метализированный полипропиленовый 0.47 µF х 630 V	1
9	R-F510K	Резистор металл-оксидный 510 кΩ 2.0 W	4
10	R-F5D1K	Резистор металл-оксидный 5.1 кΩ 2.0 W	1
11	R-F1D5K	Резистор металл-оксидный 1.5 кΩ 2.0 W	1

Соображения по поводу выпрямителя.

1. Аноды кенотронов шунтированы конденсаторами по 0.022 мкФ. Конденсаторы расположены непосредственно на ламповых панельках.

2. Большие ёмкости конденсаторов фильтра неизбежно гарантируют повышенные токи утечки и, как следствие, генерирование шума в анодном напряжении. Обычно ток утечки электролитического конденсатора при номинальных эксплуатационных условиях составляет 0.025 ... 0.05 мА/мкФ (по справочнику 1956 г.). При повышении температуры конденсатора ток утечки возрастает и конденсатор начинает сильнее шуметь. Вполне возможно, что придётся отказаться от конденсаторов большой ёмкости в ущерб качеству фльтрации.

3. Можно попробовать зашунтировать электролитические конденсаторы керамическими конденсаторами малой ёмкости (10 pF) на рабочее напряжение, не менее 450 V.

4. Если вход и выход дросселя фильтра шунтировать конденсатором, то получится паралельный резонансный контур (резонанс токов), имеющий для резонансной частоты максимальное сопротивление. Такой контур можно рассчитать для резонансной частоты 100 Hz исходя из следующего условия:

YC = YL (где Y - проводимость) откуда ωC = 1/ωL, откуда ω = 1/SQRT(LC). При том, что ω = 2 x π x f, получаем f100 Hz = 1/(2 x π х SQRT(LC)). Для индуктивности дросселя 5 H значение шунтирующей ёмкости будет равным: Cш = 1/(L x (2 x π x f)2) = 0.5 µF.

5. Ёмкость конденсаторов С3 и C4 должна быть не менее 80 µF.

6. Все электролитические конденсаторы шунтированы резисторами 510 кΩ мощностью 2 W.

Конструкция усилителя.

Расположение компонентов усилителя представлено на рис. 42 и рис. 43.

Рис. 42. Усилитель. Вид сверху.

Рис. 43. Усилитель. Вид спереди.

Перечень деталей конструкции усилителя.

№	деталь	описание	кол-во
1	P-H1441-29BK3	Шасси 305 x 254 x 51 mm (12" x 10" x 2") воронённая сталь	1
2	P-H1431-29BK3	Kрышка 305 x 254 mm (12" x 10") воронённая сталь - на перегородки	1
3	P-H1434-29	Kрышка 305 x 254 mm (12" x 10") алюминий	1
4	P-ST8-807	8-штырьковые разъёмы для ламп	10
5	S-H122	Крепление для электролитических конденсаторов Ø3.5 мм	2
6	P-H9107	Ножки под шасси	4
7	P-H495	Выключатель питания	1
8	P-SP2-500	Разъём напряжения питания с предохранителем в сборе	1
9	P-SP2-500	Разъём напряжения питания с предохранителем в сборе	1
10	P-0802H	Монтажная панелька 8 лепестков	5
11	P-0401H	Монтажная панелька 4 лепестка	16
12	S-H267B	Аудио разъём RCA (чёрный)	3
13	S-H267R	Аудио разъём RCA (красный)	3
14	S-H505	Стерео вход / выход под наушники 75 Ω	2
15	P-K313	Ручки регулировочные	4

Внешний вид усилителя.

Внешний вид усилителя представлен на рис. 44 и рис. 45.

Рис. 44. Внешний вид усилителя (вид спереди).

Рис. 45. Внешний вид усилителя (вид сзади).

Примечание. Усилитель сфотографирован с выходными трансформаторами Т1609 а не Т1620, требующимися по расчёту

Дмитрий Люмет

5 Июня 2011г